ねがてぃぶろぐ

画像の種類

ねがてぃぶろぐは、電子工作ブログです。
アップロードする画像は、デジカメで撮った写真、BSch3Vの回路図、LTspiceの回路図やグラフ、gnuplotで書いたグラフなどです。

形式はほとんどがPNGで、写真だけはJPEGです。
縦横のサイズは、基本的にはブログのデザインに合わせて、520×390としています。

スクリーンショット

gnuplotは、terminalとしてpngを選ぶときにサイズを指定すれば、520×390のグラフが簡単に出力できます。

BSch3Vは、[設定]→[画面サイズ(S)]→[フリーサイズ]とすることで、回路図のサイズを変更できます。



LTspiceは、[Tools]→[Copy bitmap to Clipboard]とすればクリップボードに画像がコピーされます。LTspiceは終了時のウインドウサイズを覚えているので、少々ばかばかしいですが、あらかじめMM Desktop Ruler等をつかってLTspice自体のウインドウサイズを変更しておけば、ペイントに貼り付けるだけで520×390になります。

画像出力ができないソフトのスクリーンショットを撮るときは、PettyCameraを使うのが便利です。
以下は、回路シミュレータSIMetrix/SIMPLISの回路図とグラフのスクリーンショットです。

写真の縮小

デジカメで撮ったJPEG写真は、そのままではサイズが大きいので、サイズを小さくします。
縮小専用。辺りが使いやすいです。

画像編集

めんどくさいので余りやりませんが、画像を編集することもあります。
ほとんどWindows標準のペイントですが、Gimpもつかいます。

gnuplotから出力したepsを簡単に編集できるソフトがあればいいのですが、どうもInkscapeをうまく使いこなせません・・・

画像(再)圧縮

そのままアップロードしてもいいのですが、画像のファイルサイズを小さくすることもしています。以下を参考にどうぞ。

• OptiPNGとPNGGauntlet
• JPG Cleaner




とくにPNGの再圧縮の効果は抜群です・・・が、いまどきそんなことを気にする人はいないかもしれません。



関連エントリ



• TeX形式の数式入力で画像出力




参考URL



• MM Desktop Ruler
• PettyCamera
• 縮小専用。
• Gimp
• OptiPNGとPNGGauntlet
• JPG Cleaner




参考文献






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PSoCで正弦波電圧出力

PSoCでLED正弦波駆動では、PSoCのI/Oから1Hzの正弦波電圧を出力することにより、LEDを駆動するサンプルプロジェクトを動作させました。その結果、LEDがぼんやりついたり消えたりを繰り返す動作をすることを確認できました。

このときの出力電圧と、LEDに流れる電流の関係は、fig.1に示すものでした。



緑の電流波形(実際はLEDと直列の抵抗の両端の電位差)をみると、正弦波というよりは、ON/OFF動作のON時の波形がなまったような形をしています。
LEDは電流駆動すべき素子です。そこで、本エントリでは、PSoCをもちいて、正弦波電流出力をすることを目的とします。

電流出力回路

正弦波の電流出力が必要になるアプリケーションは数多く存在します。
抵抗の測定には、直流電流源が必要となりました。(100mA定電流源,TL431で低抵抗測定用10mA定電流源)

同様に交流インピーダンスを測定する場合には、交流電流源が必要となります。

たとえば、インダクタンスの測定などです。正弦波電圧を正弦波電流に変換する電圧-電流コンバータ回路に関しては、LTspiceでモンテカルロ解析やLTspiceモンテカルロ解析の定数分布 その4でモンテカルロ解析を行いました。これらのエントリから、電流出力回路の発振のしやすさが伺えます。

PSoCオペアンプ

PSoCの連続時間ブロック(CT Block/Continuous Time Block)の中心はOPアンプでできています。しかしながら、このOPアンプの入出力をすべて同時に外部に出力することはできません。

これに対して、JUNK-BOXさんが反転入力側にPGAで作ったボルテージフォロワを追加することによって、擬似的に外部にOPアンプの入出力を取り出す方法を公開しています。(PSoCオペアンプ)

電流値のフィードバック回路

LEDの電流駆動回路の場合は、片方向の電流源でよいのでfig.2-3に示すように電流検出用のシャント抵抗の両端電圧と正弦波電圧をエラーアンプで比較するだけの単純な回路で実現できるはずです。



OPアンプとしてLMC662を用いてfig.2の回路を作成したところ、シミュレーションどおり正弦波電流出力ができました。しかしながら、前述の方法で外部に取り出したPSoCのOPアンプで同様の回路を構成したところ、1Hzの正常な発振に加えて激しい寄生発振が見られました。

PSoCでLED正弦波電流駆動

寄生発振が無く、LEDを正弦波電流駆動するために行ったことは以下の3点です。

• OPアンプのPowerを下げる(LOWPOWERにする)
• PGA_2の接続先を反転入力から非反転入力に変更する
• LEDと直列に抵抗を挿入

fig.4に示すとおり、PGA_2,PGA_3を追加します。PGA_2はゲインを0.25に、入力を正弦波出力に接続します。PGA_3は、入力をPGA_2にし、出力を外部に出します。この時点では接続されていませんが、PGA_3のある列のアナログ入力マルチプレクサの接続先が、OPアンプの反転入力端子になります。

以下に、main.cの一部を示します。

void main()
{
        Counter16_1_Start();
        Counter8_1_Start();
        PGA_1_Start(PGA_1_HIGHPOWER);
        BPF2_1_Start(BPF2_1_HIGHPOWER);

        PGA_2_Start(PGA_2_LOWPOWER);
        PGA_3_Start(PGA_3_LOWPOWER);
        ACB02CR1 = (ACB02CR1 & 0xc7) | 0x38;
}

PGA_2およびPGA_3のPOWERをLOWPOWERに設定します。
ACB02CR1レジスタに書き込みを行うことで、ACB02(PGA_3)の反転入力をPort0[7]に接続します。

出力P0[4]からフィードバック入力であるP0[7]の間に負荷となるLEDを接続しますが、このときLEDと直列に抵抗を挿入します。
以上をまとめた接続の概念図をfig.5に示します。

電流波形の測定結果

fig.6にPDS5022で測定した波形を示します。



基準電圧のステップ上の信号にも(それがよいことか悪いことかは別として)きちんと追従しつつ、寄生発振も起こしていません。

インダクタンス計への応用

OPアンプのPOWERを下げると、OPアンプの利得帯域幅積が下がるので、ゲイン余裕が作れるはずです。PGA_2がエラーアンプの反転入力側に入っていると帰還部分での信号の遅延が大きくなり、位相余裕の減少につながると考えられます。

今回のような負荷がはっきりしている回路では、カットアンドトライで対策を考えることもできますが、どのような負荷がつながるか分からない計測器の場合はそれも難しいと思います。

PSoCを用いた位相検波方式のインダクタンス計としては、PSoCデジタルLメータのありえない実装があります。しかしながら、この作例でも電圧-電流変換回路部だけは外部のOPアンプを利用しています。

逆に言えば、電圧-電流変換回路さえPSoCで作れれば、ワンチップインダクタンス計が実現するわけですが、なかなか難しそうです。

関連エントリ

• PSoCでLED正弦波駆動
• 100mA定電流源
• TL431で低抵抗測定用10mA定電流源
• LTspiceでモンテカルロ解析
• LTspiceモンテカルロ解析の定数分布 その4

参考URL

• PSoCオペアンプ
• PSoCデジタルLメータのありえない実装

付録

このエントリで使用したLTspiceのシミュレーション用ファイルを添付します。ファイル名末尾の".txt"を削除して、"_"を"."に変更すれば使えるはずです。

• CCLED_asc.txt
• CCLED_plt.txt
• CCLED_CE3.txt
• ccsinled_dat.txt

参考文献

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スイッチング回路の交流解析

LTspiceでスイッチト・キャパシタの交流解析では、PSoCのスイッチト・キャパシタで作ったBPF2の周波数特性をLTspiceで調べる方法を書きました。その結果、既知のゲイン線図と比較して、十分な精度のシミュレーションができていることが確認できました。

今回は、トランジスタ技術2009年1月号の記事「汎用マイコンで500kHzサンプリングとストレージ動作を実現 8パラAVRでA-D変換するUSBオシロスコープ」を元ネタとしたA/Dコンバータの並列動作に関するエントリ(ADCの並列動作 その1,ADCの並列動作 その2)の続編として、並列動作しているA/Dコンバータに対してスイッチング回路の交流解析を行い、位相線図までを含んだボーデ線図を描くことを目標とします。

位相の求め方

LTspiceでスイッチト・キャパシタの交流解析でゲイン線図を描くことには成功しました。一方で、位相は入力信号のある点と出力信号の対応する点の時間差から求められます。今回は、振幅の中心を立下りで通過する時刻を比較することによって位相を求めることにしました。

シミュレーション結果

fig.1-3にシミュレーション結果を示します。



fig.3がボーデ線図です。赤のラインがゲインで、単位はdBです。緑のラインが、位相を表し、単位は度です。

ゲインと位相

一般的にゲイン線図で、-3dBとなる周波数を帯域と呼びます。このオシロスコープの帯域は約15kHzと言うことになりました。
また、位相の回転は非常に激しく、100kHzまでに1.5周してしまっています。60kHz前後で再びゲインが大きくなるのは位相が1周してしまっているからですね。

単一のA/Dコンバータとの比較

並列動作させない単一のA/Dコンバータのスイッチング動作交流解析の結果をfig.4-6に示します。



fig.6のボーデ線図は、並列動作時のfig.3と比較すると(全体的に表示が荒いものの)同じ傾向を持っているように見えます。このことから、A/Dコンバータの並列化によって、ゲイン特性と位相特性はともに、向上も悪化もしていないことが分かります。

連続時間交流解析との比較

fig.7-8に、単一のA/Dコンバータに関して、アナログスイッチをすべて閉じた状態での交流解析の結果を示します。(ADCの並列動作 その1の結果をdB表記に直しただけです。)



スイッチングを含む解析に比べるとはるかによい特性を示しています。言い換えれば、スイッチングを含まないボーデ線図からはスイッチング回路の特性を評価できないと言うことです。

モデルの妥当性

ADCの並列動作 その2でも書いたことですが、並列スイッチング動作のSPICEモデルはワーストケースを意図して作成したものなので、実際に製作した回路の特性とはかなりかけ離れている可能性があります。

並列動作のゲインは、実効値を求めているため、使われるデータ点数が比較的多いので、高周波側まできれいな曲線がかけていますが、位相線図は、立ち上がりの1点のデータだけで描くことになるので、高周波側では時間分解能の影響を受けて誤差が大きくなっていると考えられます。

結論

以上を踏まえて以下の議論が成り立ちそうです。

• A/Dコンバータの並列動作により、単一動作時よりも時間分解能が向上する
• A/Dコンバータの並列動作により、帯域は単一動作時と変化しない
• スイッチング回路の帯域は、連続時間的な交流解析だけでは評価できない

関連エントリ

• LTspiceで.meas(実効値,積分値など)
• LTspiceでスイッチト・キャパシタの交流解析
• ADCの並列動作 その1
• ADCの並列動作 その2

付録

このエントリで使用したLTspiceのシミュレーション用ファイルを添付します。ファイル名末尾の".txt"を削除して、"_"を"."に変更すれば使えるはずです。

• AVR-oscillo-full-AC_asc.txt
• AVR-oscillo-full-AC_plt.txt
• AVR-oscillo-full-AC_log_plt.txt

参考文献

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